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带逆阻型IGBT的三电平NPC-2功率模块的门极驱动器应用

www.p-e-china.com 2017/6/26 15:27:03 来源:互联网 电力电子论坛|免费发布产品

  摘要

  多年来,三电平拓扑已被广泛用于各种应用。此类应用通常基于经典的中性点钳位(NPC1)拓扑,每个半桥有四个功率开关(IGBT),另外还有两个钳位二极管。这种拓扑的一种变体被称为NPC2拓扑,每个半桥使用两个IGBT,另有两个IGBT以共集电极连接的方式连接在钳位电路中。这种拓扑也可采用两个逆阻型(RB) IGBT来取代两个共集电极连接的IGBT,以减少导通元件的数量。对于NPC1/NPC2与带RB-IGBT的NPC2拓扑,其门极驱动器的要求(特别是涉及退饱和监控和有源钳位之类的保护功能)有所不同。本文将讨论这些差异,并提供了成熟的解决方案,对标准门极驱动器进行修改以将其用于带RB-IGBT的NPC2拓扑。

  1 介绍

  传统的两电平变换器拓扑(图1a)的特点是具有两种开关状态:直流母线的正电压和负电压状态(DC+, DC-)。为了降低输出波形中的总谐波失真,需要更多的开关状态。众所周知的三电平NPC1拓扑(图1b)可提供此类额外的开关状态:N点为0V的中性状态。由于更低的电压波形失真,滤波要求可以被降低。这就使这些拓扑的吸引力越来越高,因为滤波器的成本已成为变换器系统设计中的重要影响因素。使用三电平拓扑的缺点是开关器件(IGBT和二极管) 的数量会增加,从而增大复杂度并部分地增加整个系统的成本[1]。通过应用NPC2拓扑(图1c),功率半导体的数量与经典的NPC1装置相比可进一步减少。

  

两电平和三电平NPC1/NPC2半桥拓扑概览

 

  图1 两电平和三电平NPC1/NPC2半桥拓扑概览

  可以使用两个逆阻型(RB) IGBT,来替代NPC2拓扑中以共集电极方式连接的两个IGBT和二极管。RB-IGBT的内部结构经过改进,可使IGBT承受相同水平的正向和反向阻断电压。相比之下,标准的IGBT能承受的反向阻断电压仅为正向阻断电压的几分之一。因此,使用RB-IGBT意味着NPC2拓扑中可减少两个二极管(图1d)。这样能够带来众多优势,比如降低导通损耗、提高封装面积利用率、简化功率模块的辅助端子布局等[2]。

  2 IGBT 驱动器考虑因素

  图 1 中所示的各种拓扑对IGBT 驱动器的要求各不相同。例如,两电平拓扑通常要求具备短路保护和过压保护之类的功能即可。比较常用的短路保护方案称为VCEsat 或退饱和监控,如图6所示。过压保护一般通过对IGBT 的集电极-发射极电压进行有源钳位来实现。图4 所示为该应用的示例。

  如果使用三电平NPC1 拓扑,IGBT 在短路时的关断顺序将非常重要。在这种情况下,必须首先关断半桥的外部IGBT,然后再关断内部IGBT。如果未按此顺序进行关断,内部IGBT 将会承受整个直流母线电压并将损坏,因为三电平NPC1 拓扑中IGBT 的额定电压“仅为”直流母线电压的一半[1]。因此,在发生短路时驱动器不应自动关断IGBT,而应将故障状况报告给控制单元,由控制单元来确保正确的关断顺序。只有内部IGBT 采用了高级有源钳位的情况下,才能忽略关断顺序,并允许驱动器执行自动关断[3]。

  图 1 中所示的NPC 拓扑的共同特点是,在正常工作期间,相输出端U 的电压相对于中性点N在+1/2DC 和-1/2DC 之间交变,即极性发生变化。这一点对于在NPC2 拓扑中N 点和U 点之间的IGBT 形成双向开关特别有意义。图2 所示为当外部开关(此处未显示)分别导通和关断时这些IGBT 获得的电压。

  

双向开关的理想化电压分布

 

  图2 双向开关的理想化电压分布

  图 2a 中IGBT 的集电极-发射极电压始终为正电压或(理想化)零,这取决于U 处的实际相输出电压。因此,对于短路和过压保护,无特殊要求。但是,如果用RB-IGBT 作双向开关,情况则不同,U 点存在的交变电压要求修改经典的短路保护和过压保护电路。否则,驱动器将会损坏,并最终损坏IGBT。

  图 3(左)举例说明使用富士电机的NPC2 功率模块4MBI650VB-120R1-50 进行的测试。此例中的负载连接在U 和DC-之间,顶部开关T1 导通和关断。通道2 的波形(“CE RB-IGBT T3”)显示了在IGBT T1 的导通和关断时N-U 之间的交变电压。

  

使用RB-IGBT的NPC2拓扑的开关波形

 

  图3 使用RB-IGBT的NPC2拓扑的开关波形(VDC = 800V, Iload = 650A)

  2.1 过压保护功能

  一般来说,为了防止IGBT被关断过压损坏,通常使用有源钳位电路。(对于小功率应用,也可使用“两电平关断”或“软关断”之类的替代方案[1] ) 。过压由换流回路中的杂散电感以及电流的变化率(di/dt)引起。有源钳位能够可靠地抑制过压,在大量应用中已经证明其可驱动IGBT进入有源区从而降低di/dt。

  

a)标准IGBT和b)、c) RB-IGBT的有源钳位电路

 

  图4 a)标准IGBT和b)、c) RB-IGBT的有源钳位电路

  图4a所示为标准IGBT T1的有源钳位设置。TVS(D2…x)根据实际应用条件(例如,直流母线电压、IGBT的VCES等级)进行选择,并通过低压肖特基二极管或PIN二极管(D1)从集电极连接到门极。此低压二极管是避免电流从IGBT的门极流入集电极的必需元件,仅要求40V的阻断能力即可。但是,如果选择带RB-IGBT的NPC2拓扑,则不能使用带单向TVS和低压二极管的典型有源钳位电路。这是因为RB-IGBT两侧的电压将会根据开关状态改变极性(图4b)。只要相应IGBT集电极的极性为正, 对应驱动器的TVS就可以阻断来自该驱动器的电压。但是, 集电极的电压极性反转后,TVS二极管就开始导通,整个集电极电位将会施加在低压二极管D1的阳极。此电压大约等于直流母线电压的一半,将导致IGBT驱动器及相关IGBT损坏。

  有两种可选的预防措施。在第一种解决方案中,必须使用双向而非单向TVS,如图4c所示。但是,从图3中可以看到它的缺点是负电压“ax(C2)”有可能达到相当于双向TVS击穿电压的水平。这仍然会使二极管D1承受过高的反向电压。因此,不推荐使用这种方法。推荐使用第二种解决方案,将低压二极管D1替换为高压二极管。该高压二极管的阻断电压必须至少达到直流母线电压的一半。请注意,除了阻断电压,还必须考虑二极管的爬电距离和电气间隙。在有些情况下,可能需要使用多个二极管串联。

  2.1.1 高级有源钳位功能

  为了提高有源钳位电路的效率, CONCEPT在其多个驱动器中装备了被称为高级有源钳位

  (AAC)的功能。AAC在驱动器内部的输出级中使用附加的反馈电路。根据实际的钳位电流/过压状况,内部的推动级mosFET将被线性地关断[4]。

  

a)标准IGBT和b) RB-IGBT的高级有源钳位电路

 

  图5 a)标准IGBT和b) RB-IGBT的高级有源钳位电路

  如果使用带RB-IGBT的NPC2拓扑,则需要修改常规的AAC设计。图5 a 所示为包含D1和D3(低压二极管)的标准IGBT常用的AAC。由于仅使用一个双向TVS(Dx),当–C/2施加于端子U时,A点将会产生危险的高压。这会导致二极管D1和D3以及20R电阻过载,最终导致整个驱动器过载。为了防止出现这种高压,建议将所有单向TVS全都替换为双向TVS。此外,这些TVS还需要再串联一个单向TVS D4(图5b)。TVS网络的不对称击穿电压可确保当相输出端U出现负电压(-DC/2)时,A点产生的电压处在安全范围内(假定根据实际应用条件选择TVS),而当U为正电压(+DC/2)时,有源钳位可以正常工作。

  2.2 短路保护功能

  为了在短路事件中保护任何拓扑的IGBT,需要可靠的退饱和监控功能。图6 所示为经典的退饱和监控方案,该方案中使用高压二极管。这种设置通常用于检测短路。更先进的解决方案是将高压二极管替换为电阻网络(图7a 中的Rvce),该电阻网络能够在IGBT 导通状态下测量VCE 电压。这种解决方案可避免短路保护误动作[1]。两种方案均可用于两电平和三电平NPC1/NPC2 拓扑。

  但是,如果选择了带RB-IGBT 的NPC2 拓扑,利用高压二极管的退饱和监控将不再起作用。与过压保护功能中解释的原因相同,只要对应的集电极电压为正电位(相对于发射极),且对应的驱动器的高压二极管可阻断集电极和驱动器低压侧的检测输入端之间的电压,这种方法就起作用。但是只要极性变为负电位,二极管就开始导通,过高的电流将流过二极管,这将会损坏驱动器和/或IGBT。

  在使用电阻网络的短路保护功能中,电阻Rvce 可降低集电极电压并限制从集电极流向驱动器检测输入端的电流。本文的下一部分将简要介绍这种电路的原理。[5]

  

使用高压二极管的退饱和监控功能

 

  图6 使用高压二极管的退饱和监控功能

  2.2.1 使用电阻网络的短路保护功能

  下面的说明请参照图 7。在IGBT 关断状态下,驱动器内部的MOSFET 将检测管脚连接到

  COM(门极驱动器的负电位)。然后,电容Cax 预充电/放电至负电源电压。如果没有二极管D1,K 点将会产生电压VK,该电压可按公式 1 进行计算。

  公式 1:

  

 

  D1 的功能是将电压VK 钳位在正电源电压VCC,以防止门极驱动器的检测输入端受到高压损坏。流经K 点的最大电流可按下面的公式进行计算:

  公式 2:

  

 

  为了限制电阻网络和二极管 D1 中的损耗,建议在最大直流母线电压条件下将电流调整为

  0.6…mA。流经 F 点的电流可按公式 3 进行计算。此电流将在IGBT 导通时为Cax 充电。Cax 充电所需的时间决定了短路保护功能的响应动间。

  公式 3:

  

 

  在 IGBT 打开且处于导通状态时,上述MOSFET 关断。随着VCE 降低,Cax 从COM 电位充电至IGBT 饱和电压。Cax 上的电压始终与由Rref 决定的参考电压进行比较。发生短路时,电容Cax 的电压随着IGBT 退饱和而升高。当Cax 的电压高于参考电压时,驱动器即将此视为故障状况。图7b 描述了短路保护的过程。

  

使用电阻网络的退饱和监控功能原理图

 

  图7 使用电阻网络的退饱和监控功能原理图

  如果在关断状态下IGBT 的集电极出现负电压,则K 点的电压也将为负电压。为了防止驱动器的检测管脚输出电流,需要在电路中再增加一个二极管D2(图8)。否则,在驱动电路中将会产生衬底电流并发生意外的闩锁效应(注:也可在ASIC 内进行有源整流以解决此问题)。二极管D2 可将K 点的电压钳位在发射极电位,防止/限制任何电流从驱动器的检测管脚流出。

  

改进的使用电阻网络的退饱和监控功能

 

  图8 改进的使用电阻网络的退饱和监控功能

  图 9 演示了使用富士电机的RB-IGBT NPC2 4MBI300VG-120R-50 功率模块配合CONCEPT标准版本的2SC0106T 驱动核(2SC0108T 和2SC0435T 等其他驱动核也适用),并按推荐的电路对短路和有源钳位进行修改,能够成功的进行短路保护。使用无吸收电容的标准装置,施加的直流母线电压为800V。

  

根据推荐电路修改驱动器后进行的短路测试

 

  图9 根据推荐电路修改驱动器后进行的短路测试

  3 结论

  综上所述,对于使用RB-IGBT的NPC2拓扑,需要修改经典的保护功能,例如退饱和监控和有源钳位。这些修改可利用CONCEPT提供的标准驱动核方便地实现。如果不做这些修改,相输出端的负电压将会使驱动器过载,从而损坏驱动器并最终损坏整个功率单元。本文推荐的解决方案,为RB-IGBTs新技术在太阳能发电和UPS等领域中的应用开辟了新的道路。

  4 参考资料

  [1] Andreas Volke, Michael Hornkamp, “GBT Modules –Technologies, Driver and Application” Infineon Technologies AG, 2nd Edition 2012

  [2] Manabu Takei et al., “pplication Technologies of Reverse-Blocking IGBT” Fuji Electric Journal Vol. 75 No. 8 2002

  [3] Olivier Garcia et al., “afe Driving of Multi-Level Converters Using Sophisticated Gate Driver Technology” PCIM Shanghai 2013

  [4] Heinz Rüedi et al., “dvantages of Advanced Active Clamping” Power Electronics Europe 2009

  [5] Application Note AN-1101, “pplication with SCALE™2 Gate Driver Cores” ConCEPT 2013

  [6] Datasheet, “MBI650VB-120R1-50” Fuji Electric

  [7] Datasheet, “MBI300VG-120R-50” Fuji Electric

  [8] Datasheet, “SC0106T2x0-12” CONCEPT

 

 

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